雜散電感是指由電路中的導體如：連接導線、元件引線、元件本體等呈現(xiàn)出來的等效電感。

缺點

損耗增大，導致震蕩

學科

物理

概念

變流器雜散電感會使IGBT的集、射極之間產(chǎn)生較高的電壓尖峰，從而造成較大的電磁干擾，甚至導致絕緣柵雙極性晶體管（IGBT）損壞。若能測量變流器雜散電感，則可在一定程度上預估該電壓尖峰，并設計適當?shù)木彌_電路。IGBT技術(shù)不能落后于應用要求。因此，推出了最新一代的IGBT芯片以滿足具體應用的需求。與逆變器設計應用功率或各自額定電流水平相關的開關速度和軟度要求是推動這些不同型號器件優(yōu)化的主要動力。這些型號包括具備快速開關特性的T4芯片、具備軟開關特性的P4芯片和開關速度介于T4和P4之間的E4芯片。

基于IGBT開關過程的變流器雜散電感分析方法

研究背景

在大功率變流器中，由于元器件和直流母排存在雜散參數(shù)，IGBT開通和關斷過程中會產(chǎn)生較大的電壓和電流尖峰，特別是IGBT關斷瞬間集射極間的電壓尖峰很大，增大了開關損耗，產(chǎn)生較強的電磁干擾，甚至引起電路諧振。大功率變流器中的雜散參數(shù)包括母線電容寄生電感、母排雜散電感和電阻、開關器件引線電感和連接螺栓雜散電感等，其中影響IGBT開關特性的主要是母排雜散電感。

為了降低母排雜散電感，大功率變流器中普遍采用疊層母排，以降低關斷電壓尖峰，減小緩沖電路的壓力。由于疊層母排結(jié)構(gòu)通常比較復雜，采用解析方法計算雜散參數(shù)的精度很低，因此通常采用數(shù)值計算法（如有限元法、部分單元等效電路法等）、建模仿真法（Ansoft Maxwell軟件、Ansoft Q3D Extractor 軟件等），但建模過程繁瑣復雜，仿真軟件價格昂貴；也可采用阻抗分析儀直接測量，但阻抗分析儀適合測量分立器件，對雜散參數(shù)測量精度較低。更實用的方法是采用間接測量法，利用測試電路獲取IGBT開通和關斷瞬態(tài)電壓過沖和對應的電流變化率di(t)/dt，并根據(jù)電感伏安特性u(t)=Ldi(t)/dt 來計算母排雜散參數(shù)。由于IGBT開關過程中電流變化率不斷變化，為了降低具體選擇的開關時刻隨機性誤差，文獻將IGBT的開關過程分為多個階段，并選擇其中對雜散電感提取最有利的階段進行計算。

研究提出了一種基于IGBT開關過程的變流器雜散電感間接測量方法，在直流母線端并聯(lián)吸收電容，采用雙脈沖測試方法測量IGBT的開通和關斷瞬態(tài)曲線。在考慮二極管反向恢復和吸收電容的情況下，詳細分析了IGBT關斷和開通瞬態(tài)曲線，將IGBT關斷過程等效為LC諧振電路，通過測量開關過程諧振參數(shù)來計算變流器的雜散參數(shù)；選擇IGBT開通過程中適合進行雜散參數(shù)提取的有效時段，通過最小二乘法計算

，從而計算變流器雜散電感。最后，通過雙脈沖測試方法對西門康功率器件SKM400GAL176D的開關過程進行測試，獲取其開通和關斷瞬態(tài)曲線來驗證此方法。IGBT關斷瞬態(tài)過程分析

圖1 帶吸收電容的測試電路原理

以圖1所示的帶吸收電容的開關測試電路為例進行分析。圖中，C為 直流母線電容，L為C的寄生電感；L為待測母排的雜散電感；D為二極管；V為IGBT；L為并聯(lián)于二極管兩端的電感負載；C為吸收電容，L為C的寄生電感。

圖2 IGBT關斷瞬態(tài)過程等效電路

考慮吸收電容C對開關管V端電壓的影響，對圖1中開關管V的關斷過程進行分析。將圖1中直流電容寄生電感、疊層母排寄生電感及與母排連接電纜和螺栓的寄生電感統(tǒng)一等效為變流器雜散電感L；直流母線電容視為恒壓 源U；在V關斷過程中，負載電感L上的電流I可視為恒流源；在V關斷后，I線性下降。

V關斷瞬態(tài)過程的等效電路和瞬態(tài)電壓、電流波形分別如圖2和圖3所示，分析如下。

（1）t~t階段：IGBT處于開通狀態(tài)，其電壓u(t)等于額定壓降V。

（2）t~t階段：t時刻IGBT開始關斷，其內(nèi)部等效電阻增大，電壓u開始上升，在t時刻達到u(t)。t時刻二極管為截止狀態(tài)，u逐漸下降，在t時刻降為0 V。二極管電流i(t)略增，IGBT電流i(t)略降；i(t)略降。在此階段中，L上di/dt基本無變化，不適用于提取雜散參數(shù)。

圖3（a）瞬態(tài)電流

（3）t~t階段：t時刻，電流i(t)迅速下降，到t時刻降低到拖尾電流I。二極管進入正向恢復階段，i(t)迅速增加。由于吸收電容的雜散電感L遠小于L，因此i(t)下 降的部分流入吸收電容，i(t)迅速增加。在此階段中，L上di/dt基本無變化，不適用于提取雜散參數(shù)。

（4）t~t階段：i逐漸升高，i緩慢降低至0。t時刻u降為0。此后i(t)與I相同。

圖3（b）瞬態(tài)電壓

（5）t~t階段：L、C、L、C形成2階諧振回路，諧振電流為i(t)、諧振電壓為u(t)。由于 C容值很大，其電壓基本保持恒定，在諧 振電路分析中可以將其視為短路。

從以上分析可見，在IGBT關斷瞬態(tài)中，可以通過t~t階段中u的諧振周期來計算。在此過程中，LC、L、C形成2階諧振回路，由于C電壓保持恒定，在諧振電路分析中可以將其視為短路。因此，可選取兩個不同容值的吸收電容分別進行測量，則有

通過上式即可計算出變流器雜散電感L。

IGBT開通瞬態(tài)過程分析

圖4 IGBT開通瞬態(tài)過程等效電路

考慮吸收電容C對開關管V端電壓的影響，對圖1中開關管V的開通過程 進行分析。在V開通瞬態(tài)過程中，負載電感 L上的電流I為恒流源；在V開通過程結(jié)束后，I線性上升。V開通瞬態(tài)過程等效電路及瞬態(tài)電流電壓波形如圖4和圖5所示。

（1）t~t階段：V處于關斷狀態(tài)，其電壓u(t)等于母線電壓U；直流母線電流i(t)為0，負載電流I通過二極管D續(xù)流。D端電壓為0（忽略二極管壓降），電流流向如圖4（a）所示。

（2）t~t階段：t1時刻開通，電流i(t)從0開始增長，到t時刻等于負載電流I。在此期間i(t)線性增加，i(t)逐漸減小，到t時刻，i(t)降為0。i(t)的電流一部分由吸收電容i(t)提供，另一部分由母線電流i(t)提供。在此階段，母線電流i(t)線性增長，di/dt值較大，L上感應電壓u(t)，導致u(t)下降。因此，此階段適合用于提取雜散參數(shù)。

圖5 IGBT開通瞬態(tài)電流電壓波形

（3）t~t階段：t時刻二極管開始反向恢復，i反向增大，由于負載電流 I不會突變，因此i(t)迅速增大，且dic/dt增大。在t時dic/dt達到最大值，之后減小。t時刻二極管反向電流達到最大。由于吸收電容寄生電感L遠小于變流器寄生電感L，因此在此過程中i(t)繼續(xù)線性上升，二極管反向恢復電流主要由i(t)提供。在此階段，udc(t)和 uce(t)電壓下降變緩，測量誤差較大，不適用于提取雜散參數(shù)。

（4）t~t階段：t時刻反向恢復電流開始減小，到t時刻關斷。此后i(t)與I相同。

（5）t~t階段：L、C、L、C形成2階諧振回路，諧振電流為i(t)、諧振電壓為u(t)。但諧振電流值i(t)很小，難以準確測量。

雜散電感對晶閘管開關特性的影響

晶閘管自世紀年代產(chǎn)生已有年歷史，其耐壓、耐流能力與其它的電力電子器件相比均為最高，在大功率電力電子設備中占主導地位晶閘管的開關過程是由器件自身半導體特性、溫度、器件的緩沖吸收電路以及相關電路雜散參數(shù)共同作用下的復雜動態(tài)過程，后兩者是變換器設計時重點考慮和研究的問題由于大容量電力電子變換器對絕緣、耐壓和散熱的要求高，使得電路尺寸變大、雜散電感大，對器件開關特性的影響加重基于晶閘管的半橋逆變電路，對雜散電感所引起的環(huán)流、電壓尖峰、電流尖峰問題進行了詳細的分析并給出了相應的抑制措施。

半橋逆變電路工作模式

圖6 半橋逆變主電路

半橋逆變電路如圖6所示，C、C為諧振電容，T、T為逆變晶閘 管，D、D為續(xù)流二極管，L為感應線圈。其工作過程如下，T開通，C通過T、L放電，L上的電流成正弦規(guī)律變化，當L的電流到0，C上的電壓反向充到最大，電感L上的電流開始反向流過續(xù)流二極管D，T承受反壓關斷；T關斷后，觸發(fā)T，C通過L、T放電形成振蕩，D續(xù)流，T關斷。完成一個周期的循環(huán)。逆變器的工作頻率通過改變續(xù)流二極管的導通時間來進行控制。必須保證續(xù)流二極管的續(xù)流時間大于逆變晶閘管的關斷時間，即晶閘管完全關斷以后，才能觸發(fā)另一組晶閘管使之工作，否則將導致逆變顛硬。環(huán)流問題

圖7 環(huán)流問題示意圖

設備運行中，在續(xù)流時間遠大于逆變晶閘管關斷時間時，卻發(fā)生了異常 的逆變頗被現(xiàn)象。用示波器同時監(jiān)測逆變晶閘管電流信號和與之反并聯(lián)的續(xù)流二極管電流信號時，發(fā)現(xiàn)當逆變晶閘管電流還未過零時，與之反并聯(lián)的續(xù)流二極管上就有電流信號。續(xù)流二極管D上的電流波形實際上是小環(huán)流和續(xù)流電流兩部分疊加的結(jié)果。雖然續(xù)流電流給逆變橋臂加上了反壓，但由于小環(huán)流的作用，逆變橋臂電感的感生電壓使晶閘管T承受正向電壓，流過晶閘管T的正向電流會在比較長的時間里大于關斷電流（一般約為40 mA），使T仍然處于導通狀態(tài)。需要續(xù)流電流增大到一定程度，續(xù)流二極管支路分布電感L產(chǎn)生的感應電動勢抵消小環(huán)流在逆變橋臂電感L上產(chǎn)生的正向感應電動勢，晶閘管才開始關斷，這樣另一組逆變橋臂的晶閘管就遲遲不能導通。在C放電時也存在上述情況。電壓尖峰及電流尖峰問題

在設備的運行過程中，當晶閘管T導通時，流過T的電流有一個大的電流毛刺。幾乎同時，在已關斷的晶閘管T上產(chǎn)生一個很大的電壓毛刺。電壓毛刺電流毛刺的存在會增大器件的開關損耗，甚或?qū)е履孀冾嵏?，導致器件損壞。其產(chǎn)生原因分析如下：如圖8所示，當T導通時，D正在續(xù)流，由于D存在反向恢復過程，不能馬上截止，所以電源E直接加在D、T上，將產(chǎn)生很大的電流。故在T導通的瞬間，流過T的電流有一個大的電流毛刺。隨后D反向恢復過程截止，流過D、T的大電流突然消失，在雜散電感L、L、L上產(chǎn)生高壓，加在T和D上。D續(xù)流，T導通時，也會有同樣的問題。

圖8 T2導通時的示意圖

為了消除電壓毛刺和電流毛刺，必須限制二極管的恢復電流。這個問 題同樣可以通過逆變晶閘管與續(xù)流二極管之間串聯(lián)大電感L來解決。晶閘管T開通之前，續(xù)流電流流過大電感L，當開關T導通時，在D、L、T中出現(xiàn)二極管恢復電流，由于電感內(nèi)電流不能突變，大電感L限制晶閘管T的電流上升率，使之從零開始較慢上升。消除了T開通時的電流毛刺。由于流過二極管D的電流緩慢變化，二極管恢復阻斷時，電流很小，在雜散電感上產(chǎn)生的感生電壓也就很小，消除了T上的電壓毛刺。經(jīng)實驗證實，加電感L很好的解決了這個問題。